irf640 基于DSC的直流电机半桥驱动电路的设计

原标题:基于DSC的DC电机半桥驱动电路设计

序

与$交流电机相比，具有调速性能优异、启动快、启动扭矩大、负载能力强的特点。因此，它在工业自动化领域得到了广泛的应用。

目前，$ DC电路通常通过H桥电路发送PWM控制脉冲，控制DC电机以一定的速度和方向旋转。然而，在实际的工业应用中，大多数只需要DC电机以一定的速度单向运行，而不需要频繁的正反转切换。因此，鉴于上述要求，如果仍然采用H桥电路驱动，会出现电路冗余，增加硬件成本，降低硬件电路的可靠性。因此，本文采用了$模式。该电路在保证DC电机良好运行性能的前提下，简化了电路复杂度，提高了电路可靠性。同时，在此电路的基础上增加一个简单的外围控制电路，可以方便地切换电机的旋转方向，而无需增加大的开关电路。

系统原理和组成

图1显示了系统的整体功能。从图中可以看出，该系统是一个闭环系统。向半桥驱动电路发送脉宽调制信号。根据脉宽调制控制信号，半桥驱动电路向DC电机提供相应的驱动电压，并输出驱动电流驱动DC电机运行。驱动电流经电流检测后，转换成相应的电压值，反馈到DSC的A/D转换输入接口。DSC程序根据电压值判断输出到DC电机的电流是否超过DC电机的额定电流值。如果超过额定电流，驱动输出将立即停止，以防止DC电机因过电流而烧毁。同时，DC电机的转速由编码器转换成一组正交，并送到DSC正交编码器的输出接口，以判断DC电机的转速是否满足预设的转速值。计算两者之间的误差，用PID算法调节脉宽调制的输出参数。最后，调整后的脉宽调制控制信号输出到半桥驱动电路。

设备选择

为了最大限度地保证DC电机运行状态的采样精度和实时控制，本系统采用TI公司的高性能数字信号控制器TMS320F2810作为主控芯片。芯片为150MHz，内核为基于32位架构的DSP处理器。由于数学运算得到优化，各种复杂算法可以高效处理，是专门为电机控制、数字、清洁能源、雷达等多种实时控制应用提供的高性能控制平台。芯片上集成了多达16通道的12位ADC输入接口、2个正交编码器接口和4个独立输出的PWM接口等多种外设，完全可以满足本系统的设计要求。

在半桥控制中，需要用互补的PWM信号分别控制上下开关管的通断，也要绝对避免两个开关管同时处于导通状态，否则会导致电机电源对地短路。因此，死区控制必须添加到互补的脉宽调制信号输出。为了简化电路，系统选用了专用的半桥控制芯片IR2183来控制半桥开关管的工作。IR2183是国际整流器公司推出的600V$半桥驱动器。它有独立的高低端输入，兼容3.3V和5V逻辑，极驱动电压范围为10~20V，栅极驱动电流变化率低，抗干扰能力强，有欠压保护。IR2183还配备了固定死区控制逻辑，可以很好的防止转换时上下PWM信号瞬间短路。

由于电机的额定电流为6A，为了防止电机因过流而烧毁，本系统采用一个$电流传感器ACS712实时监测流入电机的电流。该芯片为基于霍尔效应的线性电流传感器，检测精度高，检测灵敏度为66 ~ 185 mV/a，输出电压与被测电流成正比，电流传感端口与电压输出端口之间的电压隔离为2.1kVRMS，可以很好地保护后续DSC的AD输入电路。

该系统的半桥驱动电路如图2所示。脉宽调制控制信号由TMS320F2810的通用定时器1产生。在IR2183中，信号通过死区控制器和电平移动控制逻辑变为两个具有死区切换的互补信号，分别从HO和lo引脚输出，控制半桥上下MOSFET依次导通。当PWM信号由低变高时，LO输出低电平，关断下开关管Q2，经过一段死区时间后，HO输出高电平，自举电容C2通过HO放电，驱动上开关管Q1开路。电机电源通过Q1的漏极供给电机，驱动电机运转。当PWM信号由高变低时，HO输出低电平，Q1关断，经过一段死区时间后，LO输出高电平，驱动Q2导通，为自举电容提供充电回路，系统电源通过二极管D1为自举电容C2充电。当脉宽调制信号保持在低电平时，Q2可以保持开启，为电机提供制动电路。

串联在半桥驱动电路和DC电机之间的电流传感器将流入电机的电流转换成电压值，提供给DSC的ADCINA0端口进行监控。

考虑到金属氧化物半导体场效应晶体管的关断时间延迟比导通时间延迟长得多，为了缩短关断期间的不稳定过程并降低开关损耗，反向二极管D3和D4分别并联到Q1和Q2的栅极电阻R1和R3。同时，D4还可以避免上金属氧化物半导体晶体管Q1快速导通时，由于耦合电压增加导致的下金属氧化物半导体晶体管Q3栅极短路现象。

当Q1和Q2关闭时，A点处于浮动状态，其潜力不确定。当Q1接通时，A点的电位将再次变为15V。为了驱动N沟道MOSFET可靠导通，必须在栅极施加正电压，使VGD > 10 ~ 15 V，因此，施加在Q1的栅极驱动电压必须根据A点的电位浮动..IR2183的浮动接地引脚VS和芯片内部的$高压发生器与外部自举二极管和自举电容共同构成自举升压电路，可以为Q1提供可靠的导通电压。在这个系统中，D1和C2串联形成自举电路。D1的额定电流应大于或等于金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极电荷Qg和最高开关频率的乘积。如果最高开关频率为100千赫，则IRF640的D1额定电流值应大于5.8毫安。同时，为了减少存储在自举电容C2中的电荷损失，应选择高温下反向漏电流小的电容。

由于电解电容中存在漏电流，因此需要避免使用电解电容作为自举电容。同时，最小自举电容器的电容可以根据公式1计算:

其中:

Qg =高端金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极电荷

F =工作频率

ICbs =自举电容泄漏电流

Iqbs =最大VBS静态电流

VCC =逻辑电路部分的电源电压

Vf =自举二极管的正向压降

VLS =低端场效应晶体管的导通压降

vmin = VB和vs之间的最小电压。

Qls =每个周期中电平转换所需的电荷

系统可靠性设计

因为DC电机是感性负载，当Q1断开时，负载的电流不会突然变化，会切换到Q2的续流二极管。因为杂散电感Ls2和Ld2存在于Q2源极和漏极的电路引线上，如图3所示。加上续流二极管的导通延迟，VS端的电压会负向过冲至参考地以下。IR2183可以保证VS相对于COM端具有5V负过冲能力。但是，如果超过5v，ir2183的高端输出将被锁定，并且不会响应输入信号的控制。轻微导致电路功能暂时错误，严重时LO和HO输出均为高，导致半桥短路，器件烧毁。

为了避免这种情况，二极管D5并联在Q2的漏极和源极之间，以增加短路续流路径，并减少VS端对地的负过冲。同时，当出现负过冲时，电阻R5还可以减小流入VS引脚的电流。因为电阻在自举电容的充电电路中，所以不宜过大，电阻应小于5 ω。此外，通过适当选择自举电容的电容，可以有效避免VS的负过冲。一般建议自举电容的电容应大于0.47μF，电容等效串联电阻越小，对避免Vbs的负过冲越有帮助。

同时，在芯片的COM引脚和Q2漏极之间设计了限流电阻R6。当由于VS的负过冲超过Vbs而导致VB电平低于COM时，该电阻可以抑制流入COM引脚的电流，防止HO因芯片内部寄生二极管从COM传导到VB而被锁定。

原文链接：